当现成的运算放大器(op amp)不能提供特定应用所需的信号摆幅范围时，工程师面临两种选择：使用高压运算放大器或设计分立解决方案，不过这两种选择的成本可能都很高。    对许多应用来说，第三种选择——自举——可能是比较廉价的替代方案。除了动态性能要求极为苛刻的应用，自举电源电路的设计是相当简单的。    自举简介    常规运算放大器要求其输入电压在其电源轨范围内。如果输入信号可能超过电源轨，可以通过电阻衰减过大输入，使这些输入降至电源范围以内的电平。这样处理并不理想，因为它会对输入阻抗、噪声和漂移产生不利影响。同样的电源轨也会限制放大器输出，闭环增益的大小存在一个限值，以避免将输出驱动到饱和状态。    因此，如果要求处理输入和/或输出上的大信号偏离，则需要宽电源轨和能在这些电源轨上工作的放大器。ADI 的 24V 至 220V 精密运算放大器 ADHV4702-1 是适合这种情况的出色选择，不过自举低压运算放大器也能满足应用要求。是否使用自举主要取决于动态要求和功耗限制。    自举会创建一个自适应双电源，其正负电压不是以地为基准，而是以输出信号的瞬时值为基准，有时称之为飞轨(flying rail) 配置。在这种配置中，电源随着运算放大器的输出电压(VOUT) 上下移动。因此，VOUT始终处于中间电源电压，并且电源电压能够相对于地移动。使用自举可以非常容易地实现这种自适应双电源。    实际上，自举必须符合一些准则，有些准则微不足道，但没有一个准则是特别麻烦的。如下是  基本的准则：    ● 输出负载不得过大。    ● 响应速度不得低于运算放大器的压摆率。    ● 必须能处理所需的电压水平和相关的功耗。    工作原理    飞轨概念是指正负电源轨连续调整，使其电压始终关于输出电压对称。这样，输出始终位于电源范围内。    电路架构包括一对互补分立晶体管和一个阻性偏置网络。 NPN 发射极（或 N 沟道 MOSFET 的源极引脚）提供 VCC， PNP 发射极（或 P 沟道 MOSFET 的源极引脚）用作 VEE。晶 体管被偏置，使得所需的电源电压出现在放大器的 VS和–VS 引脚上，这些电压通过电阻分压器从高压电源获得。图 1 显 示了简化高压跟随器原理图。

    1. 简化高压跟随器原理图

    理论上，自举可以为任何运算放大器提供任意高的信号顺从电压。而在实际上，电源调整比例越大，动态性能越差，因为运算放大器的压摆率限制了电源对动态信号的响应速度。放大器在  大额定电源电压或接近该电压下工作时，电源引脚为跟上动态信号而需要横越的范围  小。当运算放大器在接近其  高额定电源电压下工作时，其他误差源（如噪声增益）也会降低。    不需要电源移动很远（或非常快）的低频和直流应用，是自举的  佳候选应用。因此，高压放大器能提供比动态特性相当的低压放大器更好的动态性能，尤其是当二者均偏置为各自的  大工作电源电压并且自举到相同信号范围时。自举也会影响直流性能，因此在直流  和高电压两方面均经过优化的运算放大器可提供自举配置能实现的  佳直流和交流性能组合。    举例：采用ADHV4702-1 的范围扩展器的设计考虑    ADHV4702-1 是一款精密 220 V运算放大器。有了该器件，就不需要自举传统低压运算放大器，220 V以下信号范围的高压设计得以简化。如果应用需要更高电压，那么可以应用自举技术，轻松地将电路工作范围增加两倍以上。下面说明一个基于ADHV4702-1 的 500 V放大器设计示例。    电压范围    如上所述，扩展器电路的范围在理论上是无限的，但存在如下一些实际限制：    ● 电源电压和电流额定值    ● 电阻和场效应晶体管(FET)功耗    ● FET 击穿电压    直流偏置电平    首先，考虑提供给放大器的电源电压。任何在器件额定电源电压范围内的电压都有效。然而，功耗是基于所选择的工作电压在放大器和 FET 之间分配。对于给定的原始电源电压，运算放大器电源电压越低，FET 中的漏源电压(VDS)越高，功耗也相应地进行分配。应选择适当的运算放大器电源电压，从而以  有利于散热的方式在器件之间分配功耗。其次，使用下式计算将原始电源电压(VRAW)降低到放大器期望电源电压(VAMP)所需的分压比：

    其中，RTOP为顶部电阻，RBOT为底部电阻。    对于下例， 亿配芯城 考虑运算放大器标称电源电压为±100 V。对于需要±250 V 摆幅范围的应用，通过下式计算分压比：

    然后，使用便于获得的标准值电阻设计电阻分压器，尽可能接近地实现此分压比。请注意，由于涉及高电压，电阻功耗可能比预期要高。    静态功耗    对于所选电阻值，应选择能够应对相应静态功耗的电阻尺寸。相反，如果电阻的物理尺寸受限，应选择适当的电阻值来将散热限制在额定范围内。    在该示例中，RTOP达到 150 V，RBOT达到 100 V。使用额定功率为 1 /2瓦的 2512 电阻，设计必须将每个电阻器的功耗(V2/R) 限制在 0.5 W 以下。计算每个电阻的  小值，如下所示：

    将较高值电阻(45kΩ)作为功耗的限制因素，RBOT 值产生一个 2.5:1 分压器，同时观测静态功耗限值为

    其功耗为(100 V)2/30 kΩ = 0.33 W。    瞬时功耗    考虑到电阻的瞬时电压取决于放大器的输出电压以及电源电压，本例中任何时刻每个分压器上的电压可能高达350 V（VCC = 250 V 且 VOUT = –100 V）。正弦输出波形在 VCC和 VEE分压器中产生 相同的平均功耗，但任何非零平均输出都会导致一个分压器 的功耗高于另一个分压器的功耗。对于满量程直流输出（或方波），瞬时功耗为  大功耗。    在此示例中，为将瞬时功耗保持在 0.5 W 以下，每个分压器中两个电阻之和(RSUM)不得小于以下值：

    因此，电阻比为 1.5:1（对于 2.5:1 分压器）时，各个电阻的  小值如下：    RTOP = 147 kΩ    RBOT = 98 kΩ    FET 选择    承受  坏情况偏置条件所需的击穿电压主要决定 FET的选择；当输出饱和，使得一个 FET 处于  大 VDS ，另一个 FET 处于  小 VDS 时，便可明白这一点。在前面的示例中，   高   VDS 约为 300 V，即总原始电源电压(500 V)减去放大器的总电源电压(200 V)。因此，FET 必须承受至少 300 V 电压而不被击穿。    功耗必须针对  坏情况 VDS 和工作电流来计算，并且必须选择指定在此功率水平下工作的 FET。    接下来考虑 FET 的栅极电容，因为它会与偏置电阻一起形成一个低通滤波器。击穿电压较高的 FET 往往具有较高的栅极电容，而且偏置电阻往往为 100 kΩ，因此不需要多少栅极电容就能显著降低电路的速度。从制造商的数据手册中获得栅极电容值，计算 RTOP和 RBOT并联组合所形成的极点频率。    偏置网络的频率响应必须始终快于输入和输出信号，否则放大器的输出可能超出其自身的电源范围。暂时偏离到放大器电源轨之外会有损坏输入的风险，而暂时饱和或压摆受限会有造成输出失真的风险。任何一种状况都可能导致负反馈暂时丢失和不可预测的瞬态行为，甚至可能因为某些运算放大器架构中的相位反转而闩锁。    性能    直流线性度

    图 2 显示了增益误差与输入电压的关系（直流线性度），增益为 20，电源为±140 V。    压摆率      实现更高速度的权衡    功耗    如前所述，工作电压较高时，FET 的击穿电压（和相关的栅极电容）以及电阻值也必须较高。较高的电阻和电容值都会造成带宽降低，  可用的调整因素是电阻值。降低电阻值会提高带宽，但代价是功耗增加。    空间    低阻值、高功率的电阻尺寸较大，需占用较多电路板空间。以电容的形式在RBOT上增加一些引线补偿可以改善电路的频率响应。此电容与 RBOT和 RTOP电阻形成一个零点，抵消 FET 栅极电容所形成的极点。极点和零点相消，因此可以选择更高阻值的电阻，从而降低直流功耗。    结论    在需要较高电压但使用典型高压运算放大器不经济的应用中，常常会让常规运算放大器自举。自举有其优点和缺点。还有一个选择，ADHV4702-1 提供一种高达 220 V的精密高性能解决方案，无需自举。但是，当信号范围要求超过 220 V时， 该器件可以自举以处理超过标称信号范围两倍以上的电压，同时提供比自举低压放大器更高的性能。

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